辅助开关管Sa的关断时间可设为tSa， 。由于在此开关模态中，与辅助开关管Sa反并联的二极管VDSa导通，即开关管Sa中的电流始终为零，因此其关断时间可在此模式范围内任意时间[7]。
（6）开关模态6[t5,t6]
谐振电感Lr和谐振电容Cr通过V0、反并联二极管VDSa继续发生谐振。谐振电容Cr继续放电。Lr上的电流上升到峰值 后，开始下降，续流二极管VDSa上的电流下降。谐振电感Lr上的电流 、谐振电容Cr电压VCr仍然是（2）式和（3）式。谐振电感的电流的正向峰值为：
 （4）
在t7时刻，谐振电感Lr上的电流再次等于升压电感电流Iin时，与辅助管Sa反并联二极管
VDSa中的电流为零，该二极管自然关断，谐振过程结束。
（7）开关模态7[t6,t7]
  
a [t0,t1]b [t1,t2]c [t2,t3]
  
d [t3,t4]e [t4,t5]f [t5,t6]
  
g [t6,t7]h [t7,t8]i [t8,t9]
j [t9,t10]
图 5 改进型Boost ZCT-PWM变换器的各模态等效电路图
在t7时刻，反并联二极管VDSa关断，此时存在反向恢复，VDSa可以用其结电容CjSa代替，与模式2同理，Cr可以忽略不计。CjSa与Lr发生串联谐振。
 （5）
式中， ， 。谐振结束，模态7结束。
（8）开关模态8[t7,t8]
在t7时刻，VD2导通，Cr与Lr开始发生串联谐振。免费论文参考网。在t8时刻，谐振电感中的电流再次等于升压电感电流值时，此模态结束。
图 6 改进型Boost ZCT-PWM变换器主要波形图
（9）开关模态9[t9,t10]
在t8时刻，谐振电感Lr上的电流等于Iin，但此时，谐振电容Cr仍然有一部分能量没有被释放完，因此通过主回路继续线性放电。
 （6）
在t9时刻，谐振电容中的能量释放完毕，电压降为零，此模态结束。
（10）开关模态10[t9,t10]
次开关模式中，辅助电路停止工作，输入直流电压和升压电感为负载提供能量。主电路的工作情况与基本的Boost变换器开关管关断时工作状况完全一样。
4 参数设计
4.1谐振电感L，和谐振电容C 的计算
为了保证在任意负载和规定的输入电压范围内实现主开关管的零电流关断，必须使t6时刻流过主开关管S的电流能降到零[8]。需满足下式：
 (7)
 （8）
式中， 是谐振电感Lr的最大值， 是输入升压电感电流最大值。
4.2 谐振周期的选择
为不影响基本的Boost变换器工作，Cr与Lr的谐振工作时间不能太长，辅助电路的工作时间应尽量短[9]，一般选择其正向或反向的谐振工作时间为一个开关周期TS的 ，那么有：
 (9)
 (10)
式中， 是Cr与Lr的谐振周期， 是开关周期。
4.3最大占空比
由图4可知，变换器在每个周期都必须让出长为[t3,t9]的时间，用来完成Cr与Lr的谐振过程以及Cr的线性放电过程，否则谐振电容中的能量就无法全部释放，导致变换器无法正常工作[10]。因此本变换器的最大占空比Dmax须根据下式进行限制：
 （11）
5 仿真结果及分析
 
(a)(b)
 
（c） (d)
 
(e)(f)
图 7 仿真波形图
为了验证本电路的工作原理，以400 v／5A 的DC／DC变换器为例，采用PSPICE10.5对电路做了仿真分析。根据公式(7)-（11）计算得出电路参数为：直流输人220 V，升压电感L为1.4 mH，开关频
率为50kHz谐振电感Lr 为35uH，谐振电容Cr为18nF，输出滤波电容1000uH，输出电压400 V，输出功率1kW，其仿真波形如图7所示。免费论文参考网。
其中图(a)是谐振电容Cr的段电压波形及主、辅开关管的脉冲波形；图(c)为谐振电感Lr中的谐振电流波形及主、辅开关管的脉冲波形；图(b)为加上箝制二极管VD1后升压二极管的电压波形；图(d)为未加箝制二极管的升压二极管的电压波形；图(e)为加上箝制二极管VD1的主开关和辅助开关管的电压波形；(f)为未加箝制二极管的主开关和辅助开关管的电压波形。
从仿真结果表明，对所提出的改进型Boost ZCT-PWM变换器的理论分析是完全正确的，该变换器不仅为主、辅开关提供了零电流开关的条件。比较图(b)和图(d)及图(e)和图(f)，可以看出添加钳位二极管后S、Sa及VD的电压应力要远远小于不加钳位支路时的电压应力。证明了本文提出的改进Boost ZCT-PWM比文献[3]更加有意义。此变换器实现了电路中的所有二极管的软开关。减缓了二极管的反向恢复问题。同时，主开关的导通损耗和电流应都得到了减小。
4 结 语
该文提出了对典型ZCT电路进行改进后的Boost ZCT-PWM变换器，主辅开关管均实现零电流通断，开关损耗明显降低，而且辅助网络与主电路并联，辅助电路工作不会增加主开关管的电压应力变换器的效率得到提高。该改进型Boost ZCT-PWM变换器结构简单，控制方便。适用于采用IGBT作为主开关管的中大功率场合，避免了IGBT的电流拖尾现象，从而提高开关频率。
参考文献
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