论文导读：软开关技术可有效减小开关损耗，实现了开关的高频率工作，同时也有效地提高了变换器的功率密度。
关键词：零电流转换，升压型，软开关，Pspice
1 引言
近年来，电力电子技术发展迅猛，直流开关电源广泛应用于计算机、航空航天等领域。如今，笨重型、低效电源装置已被小型、高效电源所取代，实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性，减小体积和重量，必须实现开关电源的高频化。然而开关频率的提高将导致开关损耗增加，从而影响整个系统的效率。软开关技术可有效减小开关损耗，实现了开关的高频率工作，同时也有效地提高了变换器的功率密度。
软开关主要包括零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)。近年来，相继提出了不少零电压转换(ZVT)和零电流转换(ZCT)电路拓扑。这类电路集传统PWM电路和谐振电路的优点于一体，不仅实现了主管的软开关，同时也降低了主管的电压和电流应力。最初的零电压转换技术是1991年由F.C.Lee，Hua G. 和Leu C. S. 设计提出的。ZVT技术较适用于以MOSFET作为开关管的电路中。但MOSFET的寄生电容引起的很大的开通损耗。且MOSFET的导通电阻(R )随着电压的升高而增加。因此并不适用于高压大功率场合绝缘门极双极型晶体管。绝缘门极双极型晶体管(IGBT)兼有少子和多子器件的优点，因此在高压大功率的应用场合越来越受到人们的青睐。但是，IGBT在关断时出现的拖尾电流会引起较大的关断损耗．而ZCT技术能够有效地解决这一问题[1]。如何提高IGBT的开关频率，成为当今研究的一个热点。该文介绍一种改进型ZCT—PWM直流软斩波DC／DC。
2 零电流转换电路拓扑结构
近年来研究人员对零转换技术大为关注，出现了多种的零转换电路拓扑结构，其中文献[2]很好的改善了开关器件的开关环境，它实现了主开关管的软开通，并且使辅助开关管工作在软开关状态，电路中的无源器件也工作在软开关状态，它代表了零电流发展的趋势和方向。但电路结构较复杂；辅助开关管的电流应力较大，通态损耗大，增加了高电压应用场合下辅助开关管选取的难度。文献[3]对文献[2]的拓扑结构进行改进，提出了改进型改进型ZCT－PWM Boost变换器，此变换器的优点：（1）恒频控制；(2)实现了主开关管的零电流开通和关断；(3)实现了辅助开关管的零电流开通和关断。但是两个电路均未能解决电流应力高和辅管实现ZCS的问题。免费论文参考网。图（1）为文献[1]的软开关拓扑结构和图（2）为文献[2]的软开关拓扑结构。本文在文献[2]提出的拓扑结构上进行改进，在Lr和串联的VD2两端并联一个二极管，提出一种新型的基于PWM的ZCT-Boost变换器。与文献[1]的电路相比，去掉了谐振电感Lr1和 Lr2，只在主电路中加一个Lr，使得S2的电流峰值达到最小且承受的反压为零，添加钳位二极管VD2,能够钳制1点的电位，从而彻底消除由二极管反向恢复等各种原因引起的开关管上的电压尖峰。继承了其拓扑结构的优点，又减少了电路中的有源器件的数量。与文献[2]相比，明显降低了辅助开关管的通态损耗和电流应力。
  
图1 文献[1]方案 图2文献[2]方案图3此文方案
3 改进型Boost ZCT—PWM 变换器的稳态分析
图4 改进型Boost ZCT-PWM变换器的主电路
在分析该Boost变换器的工作原理之前，首先作以下基本假设[4]：
①输入电压V恒定；
②电路中所有开关器件都为理想的；
③变换器工作已达到稳态；
④在一个开关周期中，升压电感L足够大，使得流过升压电感的电流可以看作恒流Iin，Iin以及输入电压源V可以看作一个电流为Iin的恒流源；
⑤在一个开关周期中，输出滤波电容C0足够大，其输出电压基本保持不变，和负载电阻RL可以等效为一个恒压源V0；
⑥谐振电感远远小于升压电感，谐振电容远远小于输出滤波电容[5]，即Lr<<L，Cr<< C0。
设初始状态为：主开关管S和辅助开关管Sa都处于关断状态，升压电感电流Iin通过VD、Lr、VD1续流。输入直流电压V和升压电感L为负载提供能量，此时流过谐振电感Lr的电流为恒流Iin，其两端电压为零，谐振电容Cr的端电压VCr也为零，S1和S2承受的电压均为V0。
图5和图6分别示出了电路工作时的各个工作模态的等效电路和理论波形。整个工作过程可以分为10个工作状态，各模态的电路的工作情况如下：
（1）开关模态1[t0,t1]
等效电路如图5a所示。在t0时刻，由于VD中的电流为升压电感电流Iin，开关管中的电流为零，此时开通开关管S， S是零电流开通，电流开始从零线性上升。而谐振电感Lr上的电压为-V0，电流开始线性下降。在t1时刻，主回路的电流全部被转移到主开关管S所在的支路中，谐振电感Lr=0，二极管VD和VD1自然关断，为零电流关断。
（2）开关模态2[t1,t2]
在高频下工作的功率二极管，要考虑反向恢复问题。在这个模式中，由于二极管VD存在反向恢复[5]，VD可以用其结电容Cj来代替，Cj<<Cr，此阶段Cj，Lr和Cr串联在一起，Cr可以忽略不计，因此在，t1时刻Cj与Lr将发生串联谐振。谐振电流为：
 （1）
式中， ， 。当 时谐振结束，VD关断。此模态结束。
（3）开关模态3[t2,t3]
在此模态中，辅助电路停止工作，升压电感电流Iin全部流经主开关管S，输出滤波电容C0为负载供电，这与基本的Boost电路开关导通状态是完全一样的[6]。
（4）开关模态4[t3,t4]
在t4时刻，二极管VD和 谐振电感Lr 的电流都为零，因此辅助开关管Sa的电流也为零，开通Sa，Sa是零电流开通, 流经Sa的电流将由零逐渐上升。此时，谐振电感Lr、谐振电容Cr和辅助开关管Sa构成谐振回路。
在[t3,t4]时段，谐振电容Cr被正向充电，其端电压VCr从0开始上升，谐振电感Lr上的电流 从0开始下降，在达到反向峰值后开始上升。在此模式中，谐振电感Lr上的电流、谐振电容Cr电压VCr分别为：
 （2）
 （3）
式中， 为谐振阻抗， 为谐振角频率。
在t4时刻，谐振电感Lr上的电流上升为零，流过辅助开关管Sa的电流下降为零，谐振电容Cr电压上升到最大值2V0。模态4结束。
（5）开关模态5[t4,t5]
由于谐振电感中的谐振电流继续上升，与辅助开关管Sa反并联的二极管VDSa导通，在此阶段，Lr、Cr将通过二极管VDSa继续谐振，谐振电容Cr开始放电，谐振电流开始正向充电。当到达t5时刻，谐振电流又重新上升达到Iin，此时流过主开关管S的电流为零，关断主开关管S，S为零电流关断。谐振电感Lr上的电流、谐振电容Cr电压VCr仍然是（2）式和（3）式。模态5结束。
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