| Lr释放能量时，用一个大电容吸收Lr中的能量来限制Ucr的上升：Lr吸收能量时，大电容又释放能量以确保谐振能持续进行。这种电路中比较典型的是有源钳位谐振直流环节逆变器。
这种钳位电路虽然可以限制Ucr的大小，但是它的值仍大于Us，钳位电路控制复杂且对谐振周期有一定的影响，电路中的闭环控制一旦失败，将引起过高的Ucr或者Ucr无法回到零点，对电路造成损坏。因此钳位电路的可靠性控制就显得尤为关键。
为了避免这种情况的发生，经过各国学者的研究，提出了另外一种新的电路拓扑结构一并联谐振直流环节逆变器。它主要的改进是将Lr从电源和Cr之间移走，利用电源来钳位，而且还能减小Lr上的损耗。是一种较理想的软开关逆变器。
2.4软开关PWM变换技术
由上述介绍可知，软开关的实现形式有许多种，一般的谐振环或谐振开关都可以克服传统PWM变换器硬开关所产生的四大缺陷，实现软开关。但由于他们既利用谐振实现换相，又利用谐振来实现功率传输，而不能很好的应用PWM控制方式，因此，器件的通态电流峰值或断态电压峰值是负载或电源的电流或电压的两倍以上，这不但增加了稳态器件的电流或电压应力，又增加了通态损耗。而传统的PWM开关变换器的器件通态电流、断态电压等于负载或电源的电流或电压，通态损耗小，通态电流或断态电压应力小。
由此可见，若用谐振来实现换相，换相完后再用PWM来实现功率传输，则可综合以上两种方式的优点，则既能克服硬开关PWM在开关过程中的四个缺陷，又能保留硬开关PWM变换器的低稳态损耗和低稳态应力，完成效率更高的功率传输。这就是现在应用最为广泛的软开关PWM控制技术。
3全桥变换器的控制方式
3.1全桥PWM变换器的基本电路及工作原理
全桥变换电路拓扑是目前国内外DC-DC变换电路中最常用的电路拓扑结构形式之一，这主要是考虑到它具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利用率高等优点。基本的全桥变换电路根据供电方式的不同可分为电压型和电流型两种。其中电压型DC-DC全桥变换电路是由基本的BUCK电路演变而来，因此也称为全桥BUCK变换器，在实际中得到较广泛的应用，其基本电路如图9所示。
下面对电压型全桥变换电路在PWM方式下工作原理做一简要叙述：
直流电压U施加在VT1、VT2、VT3、VT4四只开关管所构成的两个桥臂上，通过控制四只开关管的通断顺序以及通断时间，在变压器T的原边得到按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压。设该变压器的变比为n，则交流方波电压经过高频变压器的隔离和电压变换（升压或降压）后，在变压器的副边对应得到一个幅值为Ui/n的交流方波电压，交流方波电压Ui/n再通过输出整流桥变化为直流脉动方波电压，最后通过输出滤波电感与和电容Cf将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端Cf上得到一个平直的直流电压，其电压值为 。其中 为占空比。通过调节占空比就可以方便的调节输出电压。
3.2双极性控制方式
开关管VT1和VT4、VT2和VT3同时开通和关断，两对开关管以PWM方式交替开通和关断，其开通时间均不超过半个开关周期，即它们的开通角小于180°。当VT1、VT4导通时，VT2、VT3上的电压为U，反之亦然；当四个开关管都处在截至状态时，每个开关管所承受的电压为U/2。由高频变压器的漏感与开关管结电容在开关过程中产生高频振荡所引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，钳位二极管Dl-D4将导通，使开关管两端的电压被钳制在输入电压上。这种控制方式是过去全桥电路最基本的方式。在这种方式中，功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方法来实现的，其工作频率恒定。
3.3有限双极性控制方式
在这种方式中，电路中一个桥臂的两个开关管180度互补导通，另一个开关桥臂的两个开关管的导通占空比可调。如正半周期中，VT1、VT4同时导通，VT4在正半周中一直开通，VT1根据占空比的要求只开通一段时间；同理，在负半周期中，VT2一直开通，VT3根据占空比的要求只开通一段时间。VT1和VT3分别在VT4和VT2之前关断。定义VT1、VT3组成的桥臂为领先桥臂，VT2和VT4组成的桥臂为滞后桥臂。
3.4不对称控制方式
在这种方式中，开关管VT1、VT4，VT2、VT3同时开通和关断。与双极性方式不同的是VT1、VT4和VT2、VT3的开通和关断是互补的，即当VT1、VT4开通时，VT2、VT3关断；VT1、VT4关断时，VT2、VT3开通。VT1、VT4的开通时间与VT2、VT3的不一样，他们的占空比分别为D，1-D。当D≠0.5时，U的正负半周电压不对称，有很大的直流分量。为了防止变压器的直流磁化，必须在原边加入隔直电容。由于两对开关管的导通时间不一样，因此电流也不一样。为了保证在正负半周流入变压器的电流相等，必须在变压器初级并联平衡电感，其电流方向为单向流通。 3/4 首页 上一页 1 2 3 4 下一页 尾页 |
